아날로그 신호를 위한 필드 와이어링 및 노이즈 고려사항

 

신호 소스와 측정 시스템의 유형

센서에 연결된 신호 컨디셔닝 회로가 가장 보편적으로 생성하는 전기 신호는 전압입니다. 거친 환경에서 긴 케이블을 통해 신호를 전달해야 하는 경우에는 전류나 주파수 등의 다른 전기 현상으로 변환되기도 합니다. 이러한 신호들은 사실상 전부 측정 전에 다시 전압 신호로 변환되므로, 전압 신호 소스를 이해하는 것이 매우 중요합니다.

전압 신호는 두 지점 사이의 전위차로 측정합니다. 이는 그림 1에 설명되어 있습니다.

그림 1. 전압 신호 소스와 측정 시스템 모델

 

전압 소스는 접지와 비접지(플로팅)의 두 가지 종류로 분류할 수 있습니다. 마찬가지로 측정 시스템도 접지 또는 접지 참조와 비접지(플로팅)의 두 가지 종류로 분류할 수 있습니다.

 

접지 또는 접지 참조된 신호 소스

접지 소스는 전압 신호가 빌딩 시스템의 접지를 참조하는 것을 말합니다. 접지된 소스의 가장 일반적인 예는 출력 신호를 플로팅하지 않는 일반적인 플러그인 계측기입니다. 그림 2는 접지된 신호 소스를 보여줍니다.

그림 2. 접지된 신호 소스

 

두 개의 접지된 신호 소스의 접지는 일반적으로 같은 포텐셜이 아닐 것입니다. 동일한 빌딩 전원 시스템에 연결된 두 계측기의 접지 전위차는 통상 10mV – 200mV입니다. 그러나 전원 분배 회로가 적절하게 연결되지 않은 경우 더욱 큰 차이가 발생하기도 합니다.

 

접지되지 않거나 참조되지 않은(플로팅) 신호 소스

플로팅 소스는 전압 신호가 지면이나 빌딩 접지 등의 절대적인 기준을 참조하지 않는 소스입니다. 플로팅 신호 소스의 일반적인 예로는 배터리, 배터리 전원 공급 신호 소스, 열전쌍, 변압기, 절연 증폭기, 출력 신호를 명시적으로 플로팅하는 모든 계측기가 있습니다. 그림 3은 비참조 신호 소스 또는 플로팅 신호 소스를 보여줍니다.

그림 3. 플로팅 또는 비참조 신호 소스

 

소스의 터미널 양쪽 모두 전기 콘센트 접지를 참조하지 않는 것을 보십시오. 그러므로 각 터미널은 접지에서 독립되어 있습니다.

 

차동 또는 비참조 측정 시스템

차동 또는 비참조 측정 시스템의 입력은 모두 지면이나 빌딩 접지와 같은 고정된 참조에 연결되어 있지 않습니다. 계측 증폭기가 달린 휴대용 배터리 전원 계측기와 데이터 수집 장비는 차동 또는 비참조 측정 시스템의 예입니다. 그림 4는 일반적인 NI 장비에 사용되는 8채널 차동 측정 시스템의 구현 예입니다. 아날로그 멀티플렉서를 신호 경로에 사용하여 계측 증폭기를 하나만 쓰면서 측정 채널의 개수를 늘립니다. 이 디바이스의 경우, AI GND 핀, 즉 아날로그 입력 접지가 측정 시스템 접지입니다.

그림 4. 8채널 차동 측정 시스템

 

이상적인 차동 측정 시스템은 양(+) 입력과 음(-) 입력의 두 극 사이의 포텐셜 차이에만 반응합니다. 두 증폭기 입력에 모두 존재하는 계측 증폭기 접지에 상대적으로 측정된 전압을 공통 모드 전압이라고 부릅니다. 이상적인 차동 측정 시스템에서 공통 모드 전압은 완전히 무시됩니다(측정되지 않습니다). 이 기능은 노이즈를 제거하는데 유용합니다. 케이블 시스템을 구성하는 회로에서는 원하지 않는 노이즈가 공통 모드 전압으로 들어가는 경우가 많기 때문입니다. 그러나 실제 하드웨어는 공통 전압 범위와 동상제거비(CMRR:common-mode rejection ratio) 같은 요소들이 형성한 여러 제약을 가지고 있어 공통 전압 제거 기능을 제한합니다.

공통 모드 전압 Vcm은 다음과 같이 정의됩니다.

 

Vcm= (V++ V–)/2

 

이 때 V+는 측정 시스템 접지에 상대적인 측정 시스템의 비반전 터미널의 전압, V–는 측정 시스템 접지에 상대적인 측정 시스템의 반전 터미널의 전압이며 dB로 나타낸 CMRR은 다음과 같이 정의됩니다.

 

CMRR (dB) = 20 log (차동 게인/공통 모드 게인).

 

그림 5는 CMRR을 보여주는 간단한 회로입니다. 이 회로에서 데시벨로 표시되는 CMRR은 20 log Vcm/Vout where V+ = V– = Vcm으로 측정됩니다.

그림 5. CMRR 측정 회로

 

공통 모드 전압 범위는 각 입력에서 측정 시스템 접지에 상대적인 허용 가능한 전압 이동을 제한합니다. 이 제한을 지키지 않으면 측정 에러가 발생할 뿐만 아니라 디바이스 부품에 손상을 미칠 수도 있습니다. CMRR은 용어의 의미 그대로 차동 측정 시스템이 공통 모드 전압 신호를 제거하는 능력을 측정합니다. CMRR은 주파수의 함수이며, 일반적으로 주파수에 따라 감소합니다. CMRR은 평형 회로를 사용하여 최적화할 수 있습니다. 이 내용은 이 문서 후반부에 보다 자세히 다뤄집니다. 대부분의 데이터 수집 장비는 CMRR을 전원선 주파수인 최대 60Hz로 지정할 것입니다.

 

접지 또는 접지 참조 측정 시스템

접지 또는 접지 참조 측정 시스템은 접지를 기준으로 하여 측정을 한다는 점에서 접지 소스와 비슷합니다. 그림 6은 8채널 접지 측정 시스템을 보여줍니다. 이를 단일 종단형 측정 시스템이라고도 합니다.

그림 6. 8채널 접지 참조 단일 종단형(RSE) 측정 시스템

 

데이터 수집 장비에서는 비참조 단일 종단(NRSE)이라고 부르는 단일 종단 측정 기술을 사용하는 경우가 많습니다. 그림 7은 NRSE 측정 시스템을 보여줍니다.

그림 7. 8채널 NRSE 측정 시스템

 

NRSE 측정 시스템에서도 모든 측정은 단일 노드 아날로그 입력 감지(AI SENSE)를 기준으로 이루어집니다. 그러나 이 노드의 포텐셜은 측정 시스템 접지에 따라 달라질 수 있습니다. 그림 7은 단일 채널 NRSE 측정 시스템이 단일 채널 차동 측정 시스템과 동일함을 설명합니다.

지금까지 다양한 신호 소스 유형과 측정 시스템을 살펴보았으므로, 각 신호 소스 유형에 적합한 측정 시스템을 알아봅시다.

 

 

접지된 신호 소스 측정하기

접지된 신호 소스는 차동 또는 비참조 측정 시스템을 사용하여 가장 잘 측정할 수 있습니다. 그림 8은 접지 참조 측정 시스템을 사용하여 접지 신호 소스를 측정할 때의 단점을 보여줍니다. 이 경우, 측정된 전압인 Vm은 신호 전압 Vs와 신호 소스 접지 및 측정 시스템 접지의 전위 차이인 DVg의 합입니다. 이 전위차는 일반적으로 DC 수준이 아닙니다. 따라서 측정 값에 전력 라인 주파수(60 Hz) 성분의 노이즈가 발생하는 경우가 많습니다. 접지 루프에서 발생한 노이즈는 AC와 DC 성분을 모두 가질 수 있으므로 노이즈는 물론이고 오프셋 에러도 일으킵니다. 두 접지 사이의 포텐셜 차이는 접속 부분에서 전류 흐름이 발생합니다. 이 전류를 접지 루프 전류라고 부릅니다.

그림 8. 접지 참조 시스템으로 측정된 접지된 신호 소스가 접지 루프를 유발

 

신호 전압 레벨이 높고 소스와 측정 디바이스 사이 연결부의 임피던스가 작은 경우에는 접지 참조 시스템을 사용할 수 있습니다. 이 경우, 신호 전압 측정 성능은 접지 루프에 의해 저하되지만, 그 정도는 봐줄 수 있는 정도입니다. 접지 신호 소스를 접지 참조 측정 시스템에 연결하기 전에는 신호 소스의 극성을 잘 관찰해야 합니다. 신호 소스가 접지 단락되어 신호 소스에 손상이 발생할 수도 있기 때문입니다. 연결 시 고려해야 할 사항은 이 문서의 후반부에 보다 자세히 다뤄집니다.

비참조 측정은 일반적인 데이터 수집 장비에서 차동(DIFF) 및 NRSE 입력 구성을 통해 제공됩니다. 이러한 구성에서 소스와 측정 장비 사이의 전위차는 측정 시스템에서 공통 모드 전압으로 나타나게 되며, 측정된 신호 결과값에서 차감되게 됩니다. 이것을 그림 9가 보여줍니다.

그림 9. 접지된 신호 소스를 측정하는데 사용되는 차동 측정 시스템

 

플로팅(비참조) 소스 측정하기

차동 측정 시스템과 단일 종단형 측정 시스템 모두 플로팅 신호 소스를 측정할 수 있습니다. 그러나 차동 측정 시스템의 경우, 측정 시스템 접지를 기준으로 한 신호의 공통 모드 전압 레벨이 측정 장비의 공통 모드 입력 범위 내에 있도록 주의를 기울여야 합니다.

계측 증폭기 입력 바이어스 전류를 비롯한 여러 가지 현상 때문에 플로팅 소스의 전압 크기가 데이터 수집 장비의 유효한 입력 범위 밖으로 벗어날 수도 있습니다. 이 전압 레벨을 일정 참조에 고정시키기 위해 그림 10과 같이 저항이 사용됩니다. 바이어스 저항이라 부르는 이러한 저항은 계측 증폭기 입력에서 계측 증폭기 접지로 가는 DC 경로를 제공합니다. 이러한 저항은 적절히 커서 측정 참조(앞서 설명한 측정 시스템에서 AI GND)를 기준으로 하여 소스가 플로팅되고 신호 소스를 로드하지 않아야 하지만, 동시에 전압을 장비의 입력 범위 내로 유지시킬 수 있을 만큼은 작아야 합니다. 일반적으로 열전쌍이나 신호 컨디셔닝 모듈 출력처럼 임피던스가 낮은 소스의 경우 10kΩ – 100kΩ의 값이면 적당합니다. 이러한 바이어스 저항은 각 도선과 측정 시스템 접지 사이에 연결됩니다.

경고: 이러한 저항을 사용하지 않는 경우, 에러가 발생하거나 또는 임계점에 도달한 (양극(+) 전체 스케일 또는 음극(-) 전체 스케일) 결과를 얻게 됩니다.

입력 신호가 DC 커플링되어 있는 경우 (-) 입력에서 측정 시스템 접지로 연결된 저항이 하나만 있으면 바이어스 전류 경로 요구사항을 충족시킬 수 있지만, 이 때 신호 소스의 임피던스가 비교적 높다면 불평형 시스템이 됩니다. 노이즈를 줄이기 위해서는 평형 시스템이 바람직합니다. 따라서 신호 소스의 임피던스가 높은 경우 똑같은 값의 저항 두 개(하나는 높은 신호 (+) 입력용, 하나는 낮은 신호 (-) 입력용으로 접지)를 사용해야 합니다. 열전쌍처럼 임피던스가 낮은 DC 커플링 소스는 하나의 바이어스 저항만으로 충분합니다. 평형 회로에 대해서는 이 문서 후반부에서 보다 자세히 설명됩니다.

입력 신호가 AC 커플링되어 있으면 계측 증폭기의 바이어스 전류 경로 요구사항을 충족시키기 위해 두 개의 바이어스 저항이 필요합니다.

그림 10에서 볼 수 있는 바와 같이, 저항(10kΩ < R < 100kΩ)은 계측 증폭기 입력 바이어스 전류가 접지로 돌아갈 수 있는 경로를 마련해줍니다. DC 커플링 신호 소스에는 R2만 있으면 됩니다. AC 커플링 소스의 경우, R1 = R2입니다.

                                                           그림 10. 플로팅 소스 및 차동 입력 구성

 

단일 종단형 입력 모드를 사용할 경우, RSE 입력 시스템(그림 11a)을 플로팅 신호 소스에 사용할 수 있습니다. 이 경우 접지 루프는 발생하지 않습니다. NRSE 입력 시스템(그림 11b)도 사용할 수 있으며, 노이즈 유입 측면에서는 이쪽이 더 좋습니다. NRSE 입력 구성에서 플로팅 소스는 AI SENSE 입력과 측정 시스템 접지(AI GND) 사이에 바이어스 저항을 필요로 합니다.

                                                      그림 11. 플로팅 신호 소스 및 단일 종단형 구성

 

표 1은 지금까지 설명한 내용을 그래픽으로 요약한 것입니다.

 

표 1. 아날로그 입력 연결

참고: 접지된 신호 소스를 사용할 때 단일 종단형 접지 참조(RSE)는 권장되지 않습니다! 

경고: DIFF 및 NRSE 구성 플로팅 신호 소스를 측정할 때는 바이어스 저항을 제공해야 합니다. 그렇게 하지 않으면 측정에 오류가 발생하거나 임계 값(양의 전체 스케일 또는 음의 전체 스케일)이 나옵니다.

일반적으로는 접지 루프로 인한 오류뿐만 아니라 환경으로부터 노이즈가 유입되는 것도 어느 정도 방지해 주는 차동 측정 시스템이 선호됩니다. 반면 단일 종단형 구성은 두 배의 측정 채널을 제공하기는 하지만 유입되는 오류의 수준이 데이터에 필요한 정확도보다 낮을 때에만 사용하는 것이 좋습니다. 단일 종단형 입력 연결은 모든 입력 신호가 다음 기준을 충족할 때 사용할 수 있습니다.

 

• 입력 신호의 레벨이 높음(1V 이상)
• 신호 케이블이 짧고 적절하게 차폐되어 있거나 케이블 주변에 노이즈가 없음
• 모든 입력 신호가 소스에서 공통 참조 신호를 공유할 수 있음

 

위의 항목 중 어느 하나라도 해당되지 않으면 차동 연결을 사용해야 합니다.

 

 

상호 연결에서 노이즈 커플링 최소화하기

위 가이드라인을 따라 하여 측정 설정에서 접지 루프나 아날로그 입력 단계 포화를 피할 수 있다고 해도, 측정된 신호에는 거의 불가피하게 주변 환경에서 "유입"된 어느 정도의 노이즈나 원하지 않는 신호가 들어 있습니다. 특히 다수의 데이터 수집 장비에 탑재된 온보드 증폭기를 사용하여 증폭된 로우 레벨 아날로그 신호에서는 노이즈가 더욱 심하게 발생합니다. 게다가 PC 데이터 수집 보드의 경우 일반적으로 I/O 커넥터에 어느 정도의 디지털 입력/출력 신호가 있습니다. 따라서 데이터 수집 보드에 입출력되는 디지털 신호로 임의의 작업을 하는 과정에서 상호 연결 케이블에 있는 로우 레벨 아날로그 신호 근처를 지나가게 되면 증폭된 신호에서 노이즈가 발생하게 됩니다. 이러한 경우와 기타 외부 소스로부터의 노이즈 커플링을 최소화하기 위해서는 적절한 케이블 연결과 차폐 작업이 필요합니다.

적절한 케이블 연결과 차폐 작업을 설명하기 전에 우선 간섭 노이즈 커플링 문제의 본질을 알아보도록 합시다. 모든 노이즈 커플링 문제에 적용할 수 있는 하나의 솔루션은 없습니다. 뿐만 아니라 부적절한 솔루션을 사용하면 문제가 더욱 심각해집니다.

그림 12는 간섭 또는 노이즈 커플링 문제를 보여줍니다.

                                                          그림 12. 노이즈 커플링 문제 블록다이어그램

 

그림 12에서 볼 수 있듯이, 노이즈 "유입" 또는 커플링 메커니즘은 크게 전도성, 용량성, 유도성, 방사성의 네 가지 유형으로 나눌 수 있습니다. 전도성(Conductive) 커플링은 공통 임피던스에 있는 서로 다른 회로가 전류를 공유할 때 발생합니다. 용량성(Capacitive) 커플링은 신호 경로의 근처에 시간에 따라 달라지는 전기장이 있을 때 발생합니다. 유도성(Inductive) 또는 자기성(magnetical) 커플링 노이즈는 신호 회로로 둘러싸인 영역에 시간에 따라 달라지는 자기장이 있을 때 발생합니다. 전자기장이 신호 회로에서 멀리 떨어져 있으면 전기장과 자기장 커플링이 결합되어 전자기 또는 방사성(radiative) 커플링으로 간주됩니다.

 

전도성 커플링 노이즈

전도성 커플링 노이즈는 연결 도체에 유한한 임피던스가 있기 때문에 발생합니다. 연결 구조를 설계할 때에는 이러한 연결 임피던스의 영향을 반드시 고려해야 합니다. 접지 루프(있다면)를 끊고 로우 레벨 및 하이 레벨, 하이 파워 신호 모두에 접지로 돌아갈 수 있는 별도의 경로를 제공하면 전도성 커플링을 제거하거나 최소화할 수 있습니다. 그림 13a는 전도성 커플링을 발생시키는 일련의 접지-연결 구조를 보여줍니다.

A에서 B로 돌아가는 공통 도선의 저항이 0.1Ω인 경우, 온도 센서에서 측정된 전압은 스위치가 닫혀있는지 열려있는지에 따라 0.1Ω * 1A = 100mV 정도 달라집니다. 이는 온도 측정에서 10°의 오류에 해당합니다. 그림 13b의 회로는 접지로 돌아가는 별도의 경로를 제공하므로, 고부하 회로의 전력이 켜지건 꺼지건 관계없이 측정된 온도 센서 출력이 변하지 않습니다.

                                                                     그림 13. 전도성 커플링 노이즈

 

용량성 및 유도성 커플링

노이즈와 신호 회로의 전기장과 자기장 사이의 상호작용을 설명하기 위해 필요한 분석 도구는 수학적인 의미가 큰 맥스웰 방정식입니다. 그러나 이러한 커플링 채널을 비교적 직관적으로 이해하기 위해서는 집중 등가 회로를 사용할 수 있습니다. 그림 14와 15는 전기장 및 자기장 커플링의 집중 등가 회로를 보여줍니다.

그림 14. 등가 회로에서 커패시터 Cef로 모델링된 노이즈 소스와 신호 회로 사이의 용량성 커플링

그림 15. 등가 회로에서 상호 인덕턴스 M으로 모델링된 노이즈 소스와 신호 회로 사이의 유도성 커플링

 

노이즈 등가 회로에 집중 등가 회로 모델을 도입하면 전기 회로 분석의 두 가지 기본 가정에 대한 위반을 해결할 수 있습니다. 이 두 가지 기본 가정이란 모든 전기장은 커패시터의 내부로 한정되며, 모든 자기장은 인덕터의 내부로 한정된다는 것입니다.

 

용량형 커플링

이제 커플링 채널의 집중 등가 회로를 이용할 때의 유용성을 볼 수 있습니다. 전기장 커플링은 두 회로 사이의 커패시턴스로 모델링됩니다. 등가 용량 Cef는 겹치는 영역에 비례하며 두 회로 사이의 거리에 반비례합니다. 그러므로 분리를 증가시키거나 겹침을 최소화하면 Cef를 최소화하고, 노이즈 회로에서 신호 회로로의 용량성 커플링을 최소화할 수 있습니다. 용량성 커플링의 다른 특징들도 이 모델에서 유도할 수 있습니다. 예를 들어 용량성 커플링의 수준은 노이즈 소스의 주파수와 진폭, 그리고 리시버 회로의 임피던스에 정비례합니다. 따라서 용량성 커플링은 노이즈 소스 전압 또는 주파수를 낮추거나 신호 회로 임피던스를 낮춰서 감소시킬 수 있습니다. 또한 용량성 차폐를 사용하여도 등가 용량 Cef를 줄일 수 있습니다. 용량성 차폐는 유도된 전류를 우회하거나 다른 경로를 제공하여 신호 회로에 들어가지 않도록 하는 것입니다. 용량성 차폐를 제대로 하려면 차폐 위치와 차폐 연결 모두에 신경을 써야 합니다. 차폐는 용량성 커플링된 도체 사이에 위치해야 하며 소스 단에서만 접지에 연결되어야 합니다. 양쪽 끝에서 접지되는 경우 차폐에 상당한 양의 접지 전류가 생깁니다. 예를 들어 접지 사이의 전위차가 1V이며 차폐의 저항이 0.5Ω이라면 차폐 내에 2A의 접지 전류가 발생할 수 있습니다. 1V 단위의 전위차는 접지 사이에서 발생할 수 있습니다. 이렇게 많은 양의 접지 전류가 미치는 영향은 유도성 커플링 노이즈를 설명할 때 보다 자세히 살펴볼 것입니다. 일반적으로 신호 경로의 근처에 있는 전도성 금속 또는 전도성 물질도 플로팅 상태로 놔두어서는 안 됩니다. 용량성 커플링 노이즈가 증가할 수 있기 때문입니다.

그림 16. 부적절한 차폐 종단—접지 전류가 차폐에 전달

그림 17. 적절한 차폐 종단—접지나 신호 전류가 차폐를 통해 흐르지 않음

 

유도성 커플링

앞에서 설명한 것처럼, 유도성 커플링은 신호 회로 루프로 둘러싸인 영역에 시간에 따라 달라지는 자기장이 있을 경우 발생합니다. 이러한 자기장은 근처에 있는 노이즈 회로의 전류 때문에 생성됩니다. 신호 회로에서 유도된 전압 Vn은 다음 수식으로 결정됩니다.

 

Vn = 2p fBACosÆ (1)

 

이 때 f는 사인 곡선으로 변하는 플럭스 밀도(flux density)의 주파수, B는 플럭스 밀도의 rms 값, A는 신호 회로 루프의 면적, Æ는 플럭스 밀도 B와 면적 A 사이의 각도입니다.

유도성 커플링의 집중 등가 모델은 그림 15(b)와 같은 상호 인덕턴스 M입니다. 상호 인덕턴스 M의 경우, Vn은 다음 수식으로 구할 수 있습니다.

 

Vn= 2pfMIn (2)

 

이 때 In은 노이즈 회로 사인파 전류의 rms 값이고 f는 그 주파수입니다.

M은 리시버 회로 루프 영역에 정비례하고 노이즈 소스 회로와 신호 회로 사이의 거리에 반비례하므로 거리를 늘리거나 신호 루프 영역을 최소화하면 두 회로 사이의 유도성 커플링을 최소로 줄일 수 있습니다. 또한 노이즈 회로에서 전류 In을 줄이거나 주파수를 줄여도 유도성 커플링을 줄일 수 있습니다. 또한 노이즈 소스 와이어를 꼬아도 노이즈 회로에서 나온 플럭스 밀도 B가 감소합니다. 마지막으로 자기 차폐를 노이즈 소스나 신호 회로에 적용하여 커플링을 최소화할 수 있습니다.

주파수가 낮은 자기장을 차폐하는 것은 전기장을 차폐하는 것보다 어렵습니다. 자기 차폐의 효과는 사용하는 물질의 투과성, 두께, 주파수에 따라 달라집니다. 주파수가 낮은(대략 100 kHz 이하) 자기장을 차폐할 때에는 상대적으로 투과성이 높은 강철이 알루미늄이나 구리보다 더 효과적입니다. 그러나 주파수가 높아지면 알루미늄과 구리도 사용할 수 있습니다. 그림 18은 두 가지 두께의 구리와 강철의 흡수 손실을 보여줍니다. 이러한 금속의 자기 차폐 성질은 대다수 환경에서 주파수가 낮은 자기성 커플링 주 노이즈 소스인 전원선(50 – 60Hz)처럼 주파수가 낮은 경우 효율이 크게 떨어집니다. 낮은 주파수에서 자기성 차폐를 하기 위해서는 뮤메탈(Mumetal)과 같은 금속을 사용하는 것이 낫지만, 뮤메탈은 강도가 약하며 물리적 충격에 따라 투과성이 크게 손상될 수 있어 자기성 차폐로서의 효율성이 떨어질 수 있습니다.

그림 18. 주파수의 함수로 나타낸 흡수 손실(참조 1)

 

노이즈 회로 파라미터를 통제할 수 없고 자기성 차폐를 구현하기가 비교적 어렵기 때문에 신호 회로 루프 영역을 줄이는 방법이 유도성 커플링을 최소화하는 데 가장 효과적입니다. 연선은 신호 회로에서 루프 영역을 감소시키며 유도성 에러를 제거하기 때문에 유용합니다.

그림 16 회로의 차폐에 접지 루프 전류가 있을 경우의 영향은 공식 (2)로 계산됩니다. In = 2A; f = 60Hz; 및 M = 1µH/ft(10피트 케이블)의 경우 다음과 같습니다.

 

V n = (2)(3.142)(60)(1 ´ 10 –6 ´ 10)(2) = 7.5mV

 

이 노이즈 레벨은 10V 범위, 12비트 데이터 수집 시스템에서 3.1LSB로 계산됩니다. 따라서 해당 데이터 수집 시스템의 효율성은 대략 10비트 수집 시스템의 효율성 정도로 감소합니다.

E 시리즈 장비를 차동 모드에서 차폐된 케이블과 함께 사용하면 각 신호 도선 쌍이 연선으로 구성되므로 신호 회로 루프 영역이 최소화됩니다. 똑같은 장비와 케이블을 단일 종단형 모드로 사용하면 채널에 따라 루프 영역의 크기가 달라지므로 이것이 성립하지 않습니다.

전류 신호 소스는 전압 신호 소스보다 이러한 유형의 노이즈에 더 잘 대응합니다. 그림 19와 같이 자기로 유도된 전압은 소스와 나란히 나타나기 때문입니다. V21 및 V22는 유도성 커플링 노이즈 소스이며 Vc는 용량성 커플링 노이즈 소스입니다.

그림 19. 유도성 및 용량성 노이즈 전압 커플링의 회로 모델
(H. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Wiley, 1976.)

 

유도성 및 용량성 커플링의 레벨은 노이즈 진폭 및 노이즈 소스와 신호 회로 사이의 거리에 따라 달라집니다. 따라서 간섭 회로에서 멀리 떨어뜨리고 노이즈 소스의 진폭을 감소시키면 효과를 얻을 수 있습니다. 전도성 커플링은 직접적인 접촉 때문에 발생하므로 노이즈 회로와의 물리적인 거리를 증가시켜도 큰 효과는 없습니다.

 

방사형 커플링

일반적으로 낮은 주파수(100kHz 이하) 대역 측정 시스템에서는 라디오, TV 방송국이나 통신 채널 등의 복사 소스 때문에 생긴 방사성 커플링을 간섭 소스로 간주하지 않습니다. 그러나 오디오 정류라고 불리는 프로세스를 통해 고주파수 노이즈가 정류되어 저주파수 회로에 유입될 수 있습니다. IC의 비선형 접합 지점이 정류기 역할을 하면서 이러한 프로세스가 발생합니다. 긴 케이블의 리시버 종단에 단순한 수동 R-C 저역 통과 필터를 사용하면 오디오 정류를 감소시킬 수 있습니다.

어디에서나 찾아볼 수 있는 컴퓨터 터미널은 전기 및 자기장 간섭 소스가 되어 근처에 있는 민감한 회로에 영향을 미치기도 합니다. 그림 20은 프로그래밍 가능한 온보드 게인 증폭기로 만든 500의 게인을 사용하여 데이터 수집 장비로 수집한 데이터의 그래프를 보여줍니다. 입력 신호는 터미널 블록의 단락 회로입니다. 터미널 블록과 장비 I/O 커넥터 사이에 0.5m의 차폐되지 않은 상호 연결 케이블이 사용되었습니다. 차동 신호 연결의 경우, 채널 하이와 채널 로우 입력을 함께 묶고 아날로그 시스템 접지에 연결했습니다. 단일 종단형 연결에서는 채널 입력을 아날로그 시스템 접지에 연결했습니다.

그림 20. RSE 구성과 비교한 차동 입력 구성의 노이즈 내성(DAQ 보드 게인: 500; 케이블: 0.5m 비차폐; 노이즈 소스: 컴퓨터 모니터)

 

기타 노이즈 소스

진동이 많은 환경이라면 상호 연결된 케이블이 움직일 때마다 마찰 전기 효과 및 신호 회로 루프의 자기 플럭스 변경 때문에 유도되는 전압에 신경을 써야 합니다. 마찰 전기 효과는 케이블이 케이블 도체와의 접촉을 유지하지 않을 경우 케이블 내의 유전체에서 생성된 전하 때문에 발생합니다.

자기 플럭스의 변화는 도체 하나 또는 두 개가 움직여서 신호 회로 루프가 변경되면서 발생합니다. 이는 일종의 유도성 커플링입니다. 솔루션은 와이어가 움직이지 않도록 케이블을 잘 고정시키는 것입니다.

매우 낮은 레벨의 회로를 다루는 측정 시스템에서는 신경써야 할 또 하나의 측정 에러 요인이 있습니다. 바로 서로 다른 금속 사이의 접합부에 우연히 형성되는 열전쌍입니다. 열전쌍 효과 때문에 발생하는 에러는 간섭 유형의 에러는 아니지만 낮은 레벨 신호 측정에서 채널 사이에 이상한 오프셋을 일으킬 수 있음을 알아 두는 것이 좋습니다.

 

위로

평형 시스템

차동 측정 시스템을 설명하는 동안 CMRR이 평형 회로에 최적화되었다는 것을 언급했습니다. 평형 회로는 다음 세 가지 기준을 충족하는 회로입니다.

 

• 소스가 평형을 이루고 있음—소스의 양쪽 터미널(신호 하이 및 신호 공통)이 접지에 같은 임피던스를 가지고 있음.

• 케이블이 평형을 이루고 있음—양쪽 도체가 접지에 같은 임피던스를 가지고 있음.

• 리시버가 평형을 이루고 있음—측정 종단의 양쪽 터미널이 접지에 같은 임피던스를 가지고 있음.

 

평형 회로에서는 용량성 유입이 최소화됩니다. 양쪽 도체가 접지와 노이즈 소스에 같은 임피던스를 가지고 있어 양쪽 도체에 유도되는 노이즈 전압도 동일하기 때문입니다.

그림 21. 용량성 노이즈 커플링 회로 모델
(H.W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Wiley, 1976.)

 

그림 21의 회로 모델이 평형 시스템을 나타낸다면, 다음 조건이 적용됩니다.

 

Z 1 = Z 2 및 Z c1 = Z c2

 

간단한 회로 분석을 통해 평형의 경우 V+ = V–이며 용량성 커플링 전압 Vc가 공통 모드 신호로 나타나는 것을 보일 수 있습니다. 불평형인 경우, 즉 Z1<> Z2 또는 Zc1<>Zc2인 경우 용량성 커플링 전압 Vc는 차동 전압, 즉 V+<>V–으로 나타나며 계측 증폭기로 막을 수 없습니다. 시스템의 불균형이 커지거나 접지와 용량성 커플링 노이즈 소스에 대한 임피던스 불일치가 심해지면 용량성 커플링 노이즈의 차동 요소가 더욱 높아집니다.

차동 연결을 하면 케이블의 데이터 수집 장비 쪽에 평형 리시버가 제공되지만, 소스나 케이블이 평형 상태가 아니면 회로 역시 평형 상태가 될 수 없습니다. 이것을 그림 22가 잘 보여줍니다. 데이터 수집 장비는 게인 500의 차동 입력 모드로 설정되어 있습니다. 소스 임피던스 Rs는 두 설정에서 모두 동일(1kΩ)했습니다. 그림 22b의 회로에서 사용된 바이어스 저항은 모두 100kΩ입니다. 공통 모드 제거는 그림 22a보다는 그림 22b의 회로에서 보다 효과적입니다. 그림 22c와 22d는 각각 22a와 22b의 설정으로 수집한 데이터를 시간-영역 플롯으로 나타낸 것입니다. 평형 소스 구성에서 노이즈 주파수 요소가 없음을 확인하십시오. 이 구성에서 노이즈 소스는 컴퓨터 모니터입니다. 평형 구성은 다음과 같은 로드를 신호 소스에 제공합니다.

 

R = Rg1+ Rg2

 

이 로드 효과는 무시해서는 안 됩니다. 불평형 구성은 신호 소스를 로드하지 않습니다.

그림 22a와 같은 구성에서 시스템의 불평형(신호 하이와 로우 도체로부터 접지에 대한 임피던스 불일치)은 소스 임피던스 Rs에 비례합니다. 제한 사례 Rs= 0Ω의 경우, 그림 22a의 구성도 평형하게 되므로 노이즈에 덜 민감합니다.

그림 22. 소스 구성 및 수집된 데이터

 

연선 또는 차폐 연선이 평형 케이블의 예입니다. 그러나 동축 케이블은 두 개의 도체가 접지에 대해 서로 다른 커패시턴스를 가지고 있기 때문에 평형 케이블이 아닙니다.

 

소스 임피던스 특성

소스 임피던스가 소스와 데이터 수집 시스템을 연결하는 케이블에 용량성 노이즈가 있는지를 판단하는 데 중요하기 때문에 가장 보편적으로 사용하는 트랜스듀서의 임피던스 특성을 표 2에 정리해 놓았습니다.

트랜스듀서	임피던스 특성
열전쌍	낮음 (<20Ω)
써미스터	높음 (>1kΩ)
측온 저항체 (RTD)	낮음 (<1kΩ)
고체 상태 압력 트랜스듀서	높음 (>1kΩ)
스트레인 게이지	낮음 (<1kΩ)
유리 pH 전극	매우 높음 (1GΩ)
전위차계 (선형 변위)	높음 (500Ω ~ 100kΩ)

표 2. 트랜스듀서의 임피던스 특성

 

높은 임피던스, 낮은 레벨 센서 출력은 센서 가까이에 있는 신호 컨디셔닝 단계에서 처리되어야 합니다.

 

 

측정 구성의 노이즈 문제 해결하기

측정 구성의 노이즈 문제를 해결하려면 우선 간섭 문제의 원인을 찾아야 합니다.  노이즈 문제는 트랜스듀서에서 데이터 수집 장비까지 어디서나 발생할 수 있습니다. 시행착오와 소거법을 사용하면 진짜 문제를 찾아낼 수 있습니다.

우선 데이터 수집 장비에 케이블 없이 낮은 임피던스 소스를 연결하여 측정 노이즈 레벨을 관찰함으로써 장비 자체에 문제가 없는지 파악해야 합니다. 데이터 수집 장비의 I/O 커넥터에서 최대한 짧은 와이어로 하이 및 로우 신호를 아날로그 입력 접지에 단락시키면 이것을 쉽게 확인할 수 있습니다. 여기서 관찰된 노이즈 레벨을 통해 해당 데이터 수집 장비로 얻을 수 있는 최적의 결과를 가늠할 수 있습니다. 여기서 측정된 노이즈 레벨과 전체 셋업(데이터 수집 장비 + 케이블 + 신호 소스)에서 관찰된 노이즈 레벨이 같을 경우, 측정값에서 관찰된 노이즈는 측정 시스템 때문에 발생한 것입니다. 데이터 수집 장비에서 관찰된 노이즈가 스펙에 부합하지 않는 경우, 컴퓨터 시스템의 다른 장비에 문제가 있을 수도 있습니다.

시스템의 다른 보드를 제거하여 관찰된 노이즈 레벨이 줄어드는지 살펴보십시오. 데이터 수집 보드가 꽂혀 있는 슬롯을 바꾸어 보드의 위치를 변경해보는 것도 하나의 방법입니다.

컴퓨터 모니터의 위치도 문제의 원인이 될 수 있습니다. 낮은 레벨 신호를 측정할 때에는 모니터를 최대한 신호 케이블과 컴퓨터에서 멀리 떨어뜨려 놓는 것이 좋습니다. 낮은 레벨 신호를 수집하거나 생성할 때에는 모니터를 컴퓨터 위에 설치하는 것이 바람직하지 않습니다.

신호 수집 장비에 문제가 없는 경우 다음으로 확인할 수 있는 것은 신호 컨디셔닝 케이블과 해당 케이블의 주변 환경입니다. 신호 컨디셔닝 유닛이나 신호 소스는 임피던스가 낮은 소스로 대체되어야 하고 디지털화된 데이터의 노이즈 레벨을 관찰해야 합니다. 임피던스가 낮은 소스는 하이 또는 로우 신호의 아날로그 입력 접지에 대한 직접 단락일 수 있습니다. 그러나 이 경우에는 케이블의 맨 끝에 단락이 위치합니다. 노이즈 레벨이 단락이 아니라 실제 신호 소스와 거의 비슷하다면 케이블 및 해당 케이블의 주변 환경이 노이즈의 원인입니다. 케이블을 다시 배치하거나 노이즈 소스에서 멀리 떨어뜨려 놓는 것이 문제를 해결하는 방법 중 하나입니다. 노이즈 소스를 모르는 경우 노이즈를 스펙트럼 분석하여 간섭 주파수를 파악하면 노이즈 소스를 파악하는 데 도움이 됩니다. 그러나 관찰된 노이즈 레벨이 실제 신호 소스의 노이즈 레벨보다 작을 경우, 케이블의 맨 끝의 단락 대신 소스의 출력 저항과 비슷한 저항을 시도해 보는 것이 좋습니다. 이렇게 하면 소스의 높은 임피던스 때문에 발생하는 케이블의 용량성 커플링이 노이즈의 원인인지를 파악할 수 있습니다. 이 마지막 셋업에서 관찰된 노이즈 레벨이 실제 신호의 노이즈 레벨보다 낮을 경우, 케이블과 주변 환경은 문제의 원인에서 제외할 수 있습니다. 이렇게 되면 신호 소스 자체에 문제가 있거나 해당 소스 유형에 대한 데이터 수집 장비의 설정이 잘못된 것입니다.

 

 

노이즈 감소를 위한 신호 처리 기술

신호 처리 기술이 올바른 시스템 연결을 대체할 수는 없지만, 노이즈 감소에는 활용될 수 있습니다. 모든 노이즈 감소 신호 처리 기술은 신호의 대역폭을 어느 정도 희생하여 신호-노이즈 비율을 향상시킵니다. 넓은 의미에서 이것은 신호 수집 이전 또는 이후에 사용하는 방법으로 분류됩니다. 수집 이전에 사용하는 기술의 예로는 신호의 대역 외 노이즈를 감소시키기 위한 다양한 종류의 필터링(저역 통과, 고역 통과, 대역 통과)을 꼽을 수 있습니다. 측정 대역폭은 센서의 다이나믹이나 주파수 범위를 초과할 필요는 없습니다. 수집 이후에 사용하는 기술로는 디지털 필터링이 있습니다. 가장 간단한 수집 이후 필터링 기술은 평균화입니다. 수집한 데이터에 콤 필터(comb filter)를 사용하는 이러한 기술은 특히 50 – 60Hz 등의 특정한 간섭 주파수를 제거하는 데 유용합니다. 50Hz – 60Hz 전원선과 같이 주파수가 낮은 소스에서 발생하는 유도성 커플링은 차폐하기 더 어렵다는 것을 생각해 보십시오. 평균값 연산을 통해 최적의 간섭 제거를 얻으려면, 평균값 연산에 사용되는 수집된 데이터의 시간 간격 Tacq이 Trej = 1/Frej의 정수 배이어야 하며, 이때 Frej는 최적으로 제거되는 주파수입니다.

 

T acq = N cycles ´ T rej (3)

 

이 때 Ncycles는 평균값 연산되는 간섭 주파수의 사이클 수입니다. Tacq = Ns ´ Ts이며 Ns는 평균값 연산에 사용되는 샘플 수이고 Ts는 샘플링 간격이므로, 식 (1)은 다음과 같이 쓸 수 있습니다.

 

N s ´ T s = N cycles ´ T rej

또는

N s ´ T s = N cycles / F rej (4)

 

식 (4)로 평균화를 통해 특정 간섭 주파수를 제거하기 위한 샘플 개수와 샘플링 간격의 조합을 얻을 수 있습니다. 예를 들어,Ncycles = 3과 Ns = 40을 사용하는 60Hz 제거의 경우, 다음과 같이 최적의 샘플링 속도를 계산할 수 있습니다.

 

T s = 3 / (60 ´ 40) = 1.25ms

 

따라서 1.25ms의 샘플링 간격으로 수집한 40개의 샘플을 평균화하면(또는 800샘플/초) 수집한 데이터에서 60Hz 노이즈를 제거할 수 있습니다. 마찬가지로 800샘플/초로 수집한 80개의 샘플을 평균화하면(10수집/초) 50과 60Hz 주파수를 모두 제거할 수 있습니다. 평균화와 같은 저역 통과 디지털 필터링 기술을 사용할 때에는 결과 데이터에 접지 루프로 인한 오프셋 등의 DC 에러가 없다고 가정하면 안 됩니다. 다른 말로 하면, 측정 시스템의 노이즈 문제를 평균화로 해결해도 시스템에는 아직 DC 오프셋 에러가 남아있을 수 있습니다. 측정의 절대적인 정확도가 중요한 경우 시스템을 반드시 검증해야 합니다.

 

아날로그 신호를 위한 필드 와이어링 및 노이즈 고려사항 - NI